Работа транзистора при больших уровнях сигнала

1. Работа транзистора при больших уровнях сигнала

1.1 Построение динамических характеристик

При больших уровнях сигнала рассмотренные выше методы исследо­ вания, относящиеся к линейным системам, оказываются неприемлемыми. Это объясняется нелинейными зависимостями между токами и напряже­ ниями, существующими в цепях усилительного элемента при больших сигналах.

Для расчета и исследования работы каскада при больших уровнях сиг­нала применяются: 1) графический метод и 2) приближенный аналитиче­ский метод.

Графический метод основан на использовании статических характе­ ристик усилительного элемента, представляющих собой эксперименталь­ но определенные нелинейные зависимости между токами и напряжениями в его цепях, относящиеся к режиму короткого замыкания (статический режим) и являющиеся типовыми (усредненными) для усилительного эле­мента данного типа. Построение динамических характеристик позволяет перейти к указанным зависимостям для заданных сопротивлений нагрузки и источников сигнала при определенных питающих напряжениях и спосо­бах их подведения (динамический режим работы). Графический метод по­ зволяет наглядно и наиболее точно: а) выбрать исходный режим работы усилительного элемента (исходную рабочую точку); б) определить вели­ чины, характеризующие режим работы при наличии сигнала (постоянные и переменные напряжения, токи и мощности в выходной и входной цепях каскада); в) определить величину нелинейных искажений.

Недостатками графического метода являются некоторая его громозд­кость и затруднительность использования для выявления зависимостей между различными характеризующими динамический режим величинами. Кроме того, графический метод расчета возможен при наличии достаточ­но полных семейств выходных и входных статических характеристик транзистора.

Приближенный аналитический метод основан на идеализации (ли неаризации) статических характеристик усилительного элемента и нахож­ дении усредненных значений его параметров, которые в пределах исполь­ зуемого поля характеристик считаются постоянными величинами.

Из сказанного следует, что приближенный аналитический метод рас­ чета должен использоваться главным образом для установления общих и принципиальных зависимостей между расчетными величинами, в то вре­мя как для конкретных инженерных расчетов в ряде случаев целесообраз­ но применение графического метода.

Переходя к рассмотрению работы транзистора при больших уровнях сигнала, следует иметь в виду, что существуют три области поля характе­ристик транзистора:

1) активная область,
определяемая прямым смещением на эмиттер-ном р-п - переходе и обратным смещением на коллекторном р-п -переходе;

2) область отсечки,
определяемая обратным смещением на обоих р-п- переходах;

3) область насыщения,
определяемая прямым смещением на обоих р-п - переходах.

На рис. 1 приведено семейство выходных статических характеристик транзистора для включения ОЭ с указанием перечисленных областей поля характеристик.

Рис. 1. Выходные статические характеристики транзистора при включении ОЭ

Граница области отсечки 2 определяется начальным неуправляемым током I кн и практически соответствует запиранию транзистора. Область насыщения 3 характеризуется резкими искривлениями статических харак­ теристик, получаемыми при переходе к токам в направлении проводимо­ сти коллекторного p - n - перехода.

В режиме усиления может использоваться только активная
область 1, в пределах которой транзистор открыт, а между токами коллектора и базы существует зависимость, близкая к линейной.

Рассмотрение работы каскада при больших уровнях сигнала в целях упрощения проводится обычно для установившегося режима и некоторой достаточно низкой частоты, для которой параметры усилительных эле­ ментов можно считать вещественными величинами (например, f = 1 кГц).

Сопротивления нагрузки и источника сигналов предполагаются обыч­но активными, а влиянием реактивных элементов внешних цепей (индук­тивность трансформатора, разделительные и блокировочные емкости) на частоте порядка 1 кГц при правильном выборе этих элементов можно пренебречь.

Для выполнения графического расчета режима необходимо на основе статических характеристик транзистора построить динамические характе­ ристики транзисторного каскада. Удобно начинать с построения выходной динамической характеристики i 2
= F ( u 2
), используя для этой цели семейст­ во выходных статических характеристик транзистора, поскольку, как это будет видно из дальнейшего изложения, при линейном сопротивлении на­ грузки эта динамическая характеристика представляет собой прямую ли­нию. На основании выходной динамической характеристики и семейства входных статических характеристик транзистора строится входная дина­ мическая характеристика i 1
= F ( u 1
). На основании выходной и входной ди­ намических характеристик строится проходная динамическая характери­ стика i 2
= F ( u 1
), и, наконец, на основании этой характеристики в соответ­ ствии с сопротивлением источника сигналов - сквозная динамическая ха­ рактеристика i 2
= F (е ист
).

Выходная динамическая характеристика

Построение начнем с исходного режима. В этом случае напряжение сигнала отсутствует, а схема замещения выходной цепи соответствует рис. 2. Здесь Е к
- напряжение питания коллекторной цепи; R к0
- сопро­тивление нагрузки коллекторной цепи для постоянного тока; R вых
- вы­ ходное сопротивление транзистора.

Очевидно, что

Е к
= i к
R к0
+ u кэ
(1)

В уравнении (1) два неизвестных - i К
и u кэ
. Это объясняется тем, что u кэ
=
iR вых
, в то время как R вых
является нелинейным параметром, завися­ щим от положения рабочей точки на поле характеристик. Для определения этих неизвестных используем дополнительно графиче­ ски заданную зависимость i к
= F ( u кэ
), представляющую собой статическую характеристику транзистора для выбранного тока смещения базы I б0
(рис. 3). Уравнение (1) и зависимость i к
= F (и кэ
) будем разрешать совместно графически. Для этой цели представим уравнение (1) в виде

Рис. 3. Статическая характеристика транзистора для выбранного тока

смещения базы I б0

i к
= -кэ
+

из которого следует, что при R к0
= const ( сопротивление нагруз­ ки) оно является уравнением прямой, не проходящей через начало коорд инат.

Эту прямую удобно построить по двум следующим точкам:

а) точка i к
= 0, для которой u кэ
= Е к
;

б) точка u кэ
= 0, для которой i к
=.

Построив по этим точкам рассматриваемую прямую (прямая 1 на рис. 3), получаем искомое решение как точку ее пересечения со статической характеристикой i к
= F ( u кэ
), при u = I б0
(точка А на рис. 3). Эта точка со- этветствует исходному режиму транзистора при напряжении питания Е к
, сопротивлении нагрузки для постоянного тока К к
о, включенном непосред­ ственно в коллекторную цепь, и точку смещения базы I б
о.

Полученная прямая представляет собой выходную динамическую характеристику каскада по постоянному току, поскольку она построе­ на, исходя из сопротивления нагрузки коллекторной цепи по постоянному току. Указанная динамическая характеристика позволяет найти падение напряжения U R
0
, создаваемое током I к0
в сопротивлении R к0
. Действитель­ но, U R
о =
I к
о с tgφ 0
, где φ 0
- угол наклона динамической характеристики по угношению к отрицательному направлению оси абсцисс, который может быть определен как

φ 0
=arcctg(E к
:)= arcctgR к
0
. (2а)

Напряжение , приложенное в исходном режиме к выходным электродам транзистора, U кэ0
= Е к
– U R
0
=Е К
- I к0
R к0
. При R к0
= 0 (режим короткого за­ мыкания или статический режим) φ 0
= π/2. При R к0
=∞ (режим холостого сода) φ 0
= 0, и динамическая характеристика совпадает с отрицательным направлением оси абсцисс.

При конечных значениях R к0
угол наклона динамической характеристики 0 < φ 0
< π/2, причем φ 0
тем меньше, чем больше R к0
.

Построение выходной динамической характеристики для перемен­ного тока производится, исходя из сопротивления нагрузки коллекторной цепи R к
~ для переменного тока, так что для этой характеристики

φ~ = агсс tgR к~
. (2б)

В некоторых случаях R к
~ = R к0
(точно или приближенно). В других случа ях R к
~ < R к0
(резистивный каскад) или R к~
> R к0
(трансформаторный кас кад).

Учитывая изменения тока базы, вызываемые напряжением сигнала и находя точки пересечения выходной динамической характеристики каска- та для переменного тока со статическими характеристиками транзистора при различных токах базы, можно получить действительные изменения соллекторного тока, происходящие под действием сигнала при заданных (начениях сопротивления R к
~, питающего напряжения Е к
и изменениях гока базы i б
.

Очевидно, что изменяясь, коллекторный ток I к
при i б
= i б0
должен про- содить через свое исходное значение I к0
. Следовательно, выходные дина­ мические характеристики по переменному и постоянному токам должны пересекаться в исходной рабочей точке А (рис. 3).

На рис. 3 прямая 2 представляет собой динамическую характеристику для переменного тока, относящуюся к случаю

R к
~ < R к0
. Точки ее пере­ сечения со статическими характеристиками транзистора для различных ;значений i б
определяют изменения коллекторного тока в динамическом режиме.

Следует сказать, что величина углаφ ~, получаемая на диаграмме, за- шсит от масштабов, принятых в ней для тока ( m i
; мА/мм) и для напряже­ ния ( m u
В/мм), и действительная величина этого угла может быть найдена из выражения

φ ~
= arcctg (к~
), (2в)

г де R к~
выражено в килоомах.

Входная динамическая характеристика

Входная динамическая характеристика представляет собой зависи­ мость входного тока от входного напряжения при наличии нагрузки в вы­ годной цепи каскада. Она строится на основе выходных статических ха­ рактеристик транзистора и выходной динамической характеристики кас­када. Но так как обычно входные статические характеристики для различ­ ных значений u кэ
расположены весьма близко друг к другу, часто за вход­ ную динамическую характеристику принимают приближенно статиче­ скую характеристику (квазидинамическую) для некоторого значения u кэ
, отличающегося от нуля (например, для u кэ
= 5 В).

Входная характеристика применяется для графического определения постоянных и переменных напряжений, токов и мощностей, относящихся к входной цепи каскада, а также для определения его входного сопротив­ ления, На рис. 4 показано, как на основе выходной динамической харак­ теристики и входной квазидинамической характеристики (приблизительно соответствующей входной динамической) можно получить нужные для дальнейших расчетов параметры входной цепи.

Р и с . 4 Выходная динамическая (а) и входная квазидинамиче­ ская (б) характеристики для включения транзистора ОЭ

Проходная и сквозная динамические характеристики

Проходная характеристика представляет собой зависимость выходного тока от входного напряжения i К
= F ( u бэ
) при наличии нагрузки в выходной цепи и при равенстве нулю внутреннего сопротивления источника сигна­ лов R 1
|, т.е. при возбуждении каскада от идеального генератора ЭДС. Она может быть легко получена из входной динамической (квазидинамиче­ской) и выходной динамической характеристик (рис. 4 а и б).

Сквозная динамическая характеристика i к
= F (е ист
) отличается от про­ ходной тем, что изменения выходного тока определяются в ней по отно­шению к ЭДС источника сигналов, имеющего отличное от нуля внутрен нее сопротивление R 1
. Вследствие этого учитываются потери и искажения напряжения на входе транзистора, вызываемые конечной величиной и не­ линейностью его входного сопротивления при данном значении R 1
. Для получения сквозной динамической характеристики необходимо использо­ вать выходную и входную характеристики, учитывая, что е ист
= u бэ
+ i б
R 1
(рис. 4),

Сквозная динамическая характеристика применяется для определения вносимых каскадом нелинейных искажений.

2. Режимы работы транзистора

Рассмотрим возможные режимы работы транзистора при усилении симметричных сигналов. К симметричным сигналам относят такие, для которых равновероятны одинаковые отклонения напряжения или тока сигнала в обе стороны от его исходного значения. К таким сигналам, по­ мимо г армонических колебаний, относятся сигналы звуковых передач, те­левизионных изображений и различных импульсных устройств с двухсто­ронними импульсами.

Наиболее естественным режимом для усиления симметричных сигна­ лов является режим А, сущность которого состоит в том, что исходная рабочая точка выбирается на середине линейного участка сквозной дина­ мической характеристики. Целесообразность такого выбора исходной ра­бочей точки при симметричных сигналах очевидна, т.к. при этом ограни­ чения линейного участка характеристики по максимуму и по минимуму наступают одновременно при наибольшей амплитуде напряжения сигна­ ла.

В транзисторном каскаде ограничением по минимуму является допус­ тимое наибольшее значение выходного тока при максимальной темпера­ туре или наименьшее значение напряжения, соответствующее переходу к области насыщения. Ограничением по минимуму является начало искрив­ ления (загиба) сквозной динамической характеристики в области малых токов.

Работа транзистора в режиме А для схемы ОЭ поясняется рис. 5.

Рис.5 Режим А

Здесь исходная смещающая ЭДС между базой и эмиттером Е бэ0
выбрана таким образом, что исходный коллекторный ток 1 к0
находится на середине используемого линейного участка характеристики ( I к0
=-).

При синусоидальном изменении ЭДС источника сигналов с амплитудой Е бэ
m
коллекторный ток изменяется также синусоидально с амплитудой I к
m
. Режим А является наиболее универсальным режимом работы. Он при­меняется при симметричных сигналах в каскадах предварительного уси­ления, а также в предоконечных и оконечных каскадах при небольших мощностях усилителя (обычно до 0,5. .. 1 Вт). Основным преимуществом режиме! А является малая величина нелинейных искажений, обеспечивае­ мая наиболее простым способом, а именно использованием только линей­ ного участка характеристики. Недостатком режима А является малая ве­личина КПД каскада, объясняемая большой постоянной составляющей выходного тока, которая даже при отсутствии сигнала на входе (в паузе) равна I к0
, что обуславливает значительную величину мощности, рассеи­ ваемой в транзисторе (Р к
). КПД каскада в общем виде (для любого режим работы) определяется как

η= (3)

где Р ~
= Р 2
- полезная мощность, выделяемая в нагрузке; Р о
- мощность, потребляемая от источника питания. Мощность, рассеиваемая в транзи сторе

Р к
= Р 0
-Р ~
. (4)

Из выражения (4) ясно, что наибольшая мощность выделяется на транзисторе, когда Р ~
= 0, т.е. при отсутствии сигнала на входе, т.к.

Ро = Е к
I к ср
, (5)

но в режиме А, как это видно из рис. 5, I к ср
= I к0
, а I к0
в режиме А, как указывалось ранее, имеет значительную величину.

Для повышения КПД каскада применяется режим В,
при котором исходная рабочая точка выбирается в начале сквозной динамической харак теристики, т.е. в точке I К
= I КН
, а смещающая ЭДС между базой и эмитте­ ром Е бз0
≈ 0 (рис. 6). При этом, если пренебречь ничтожно малым током I КН
, можно считать, что коллекторный ток проходит через транзистор только в течение одного полупериода, и поэтому угол отсечки в режиме θ В
= тс/2 (рис. 6).

Рис. 6. Режим В

Поэтому неискаженное воспроизведение симметричного сигнала при апе­ риодическом характере нагрузки возможно только при использовании двухтактной схемы оконечного каскада.

В режиме В коэффициент полезного действия (η) увеличивается, во- первых, за счет лучшего, по сравнению с режимом А, использования тран­ зистора по току ( I к
max
В
> I к
mA
), благодаря чему полезная мощность

P ~
=I к
max
U к
m
(6)

оказывается больше, чем Р ~
в режиме А, а, во-вторых, в паузе, т.е. при от­сутствии сигнала на входе, от источника питания мощность не потребля­ ется практически вообще в соответствии с (5), т.к. I к0
= 0, а средний ток I в режиме В можно считать приблизительно равным I кт
max
/π. Мощность, потребляемая от источника питания Р о
при наличии сигнала на входе, опре­ деляется средним током и оказывается примерно равной Е К
I К
ср
.

Таким образом, в отношении энергетических показателей режим В имеет несомненные преимущества по сравнению с режимом А. Недостат­ ком режима В является большее искажение сигнала. Кроме того режиму В присущи специфические искажения типа «центральной отсечки», обу­словленные тем, что транзисторы в плечах двухтактного оконечного кас­ када могут иметь не идентичные параметры (например, коэффициент уси ления по току β или начальный коллекторный ток), что нарушает строгую очередность работы транзисторов и приводит к некоторому запаздыванию коллекторного тока в плечах двухтактной схемы. Сказанное поясняется графиком на рис, 7.

Рис. 7. Искажения типа «центральной отсечки»

Для того, чтобы сохранить энергетические преимущества режима В и избежать искажений типа «центральной отсечки», используют режим АВ, при котором увеличивают ЭДС смещения Е бэ0
и рабочую точку (р.т.) вы­ водят на некий начальный участок сквозной характеристики, пропустив через транзистор в исходном режиме небольшой ток покоя I к0
. В этом слу­ чае вы модной ток проходит через транзистор более чем в течение полови ны периода, т.е. угол отсечки θ ав >
π/2 (рис. 8).

КПД в режиме АВ несколько меньше, чем в режиме В в силу того, что при отсутствии сигнала на входе (в паузе) от источника питания потреб­ ляется мощность Р 0
= I к0
Е к
. Мощность, потребляемая от источника пита­ ния при наличии сигнала на входе так же, как и в режиме В, определяется среднем током, выражение (5).

Рис. 8 Режим АВ

Рассмотренные режимы работы транзистора используются при непосредственном (прямом) усилении, то есть при усилении сигналов без их преобразования.

Литература

1. Вайсбурд Ф.И., Панаев Г.А., Савельев Б.Н. Электронные приборы и усилители. Учебник для техникумов. М.: Радио и связь, 1987.-472 с.: ил.

2. Бессчетнова Л.В.. Кузьмин В.И., Малинин С.И. Схемотехника аналоговых электронных устройств: Письменные лекции.- СПб.: СЗТУ, 205-128с.